Teorie zesilovačů - část 1

  Otázku, jaký výkon zesilovače zvolit je nutno upřesnit o požadavek, jak "věrnou" reprodukci potřebujeme, jinými slovy, jakého maximálního akustického tlaku v daném poslechovém prostoru potřebujeme dosáhnout.Chceme-li např. reprodukovat symfonický orchestr v plné dynamice, musí být reprodukční řetězec schopný dodat maximální akustický tlak asi 115 až 120 dB a totéž samozřejmě platí i pro reprodukci hudby populární (hlavně její rockové formy). Protože jsou známy typické citlivosti reproduktorových soustav, tj. asi 85 až 90 dB/1 W pro "domácí" soustavy, asi 95 dB/1 W pro kvalitní studiové soustavy a asi 100 až 105 dB/1 W pro ozvučovací soustavy, lze snadno spočítat nutné výkony. Potřebné výstupní výkony jsou proto asi 100 až 200 W pro první případ, 30 až 50 W pro druhý a 10 až 20 W pro třetí. Údaje platí pro vzdálenost 1 m a protože platí, že akustický tlak klesá se čtvercem vzdálenosti, musíme druhý i třetí případ brát jen teoreticky, neboť zde bývají poslechové vzdálenosti větší a zesilovač musí být proto patřičně výkonnější.

  Zesilovače o výkonu 100 W/kanál lze proto považovat pro špičkovou domácí reprodukci jako naprosté minimum. Některým z Vás to může připadat jako přehnaný požadavek, je třeba si ovšem uvědomit, jaká je dynamika běžné "hudební konzervy". Při normálně komprimované nahrávce jsou dynamické špičky signálu zpravidla asi 10 až 15 dB nad střední úrovní záznamu. U digitálního záznamu, který má větší využitelnou dynamiku, mohou být tyto špičky i vyšší (záznam není třeba tolik komprimovat). Bude-li tedy 100 W zesilovač schopen tento signál přenést bez limitace, bude střední hodnota výstupního výkonu jen asi 1 W! Vybavíte-li zesilovač indikátorem limitace, který bude detekovat i velmi krátké špičky, budete překvapeni, při j ak malé subjektivní hlasitosti bude u zesilovače 100 W indikovat. Požadavek přenesení velké dynamiky signálu vede proto ke konstrukcím zesilovačů o výkonu 300 až 500 W na kanál, nebo zesilovačů speciálně řešených tak, aby jejich hudební výkon byl 3 až 5 krát větší než výkon jmenovitý.

  Žádný zesilovač není ideální, každý více či méně zkresluje. Zkreslení jsou různého druhu a na každé z nich je lidské ucho jinak citlivé. Nejméně citlivé je na zkreslení tvarové (harmonické), záleží ovšem nejen na absolutní velikosti tohoto zkreslení, ale i na poměru jednotlivých harmonických složek. Zdá se, že ucho není příliš citlivé na nižší harmonické kmitočty (2. a 3. h.k.), neboť je vnímá jako “přirozený“ signál, což někdy vede při poslechovém testu k paradoxní situaci, že zesilovač takto zkreslující je hodnocen lépe než zesilovač se zkreslením třeba o jeden až dva řády nižším. Zesilovače elektronkové, mající zpravidla tento druh zkreslení dominantní, bývají proto často hodnoceny jako “muzikální“ a “teple znějící“, což ovšem nemá s “věrnou“ reprodukcí nic společného.

 Vyšší harmonické vnímá ucho již výrazněji a libé mu nejsou, proto zesilovač, který zkresluje spíš vyššími harmonickými, je poslechově hodnocen hůře než jeho protivník, jehož zkreslení je sice třeba absolutně větší, je ale tvořeno nižšími harmonickými.

 Zkreslení intermodulační – zpracovává-li více kmitočtů naráz (což je samozřejmě případ hudby), dochází vlivem nelinearity zesilovacích součástek ke směšování (sčítání a odečítání)) těchto kmitočtů. Výsledné produkty nemají harmonický charakter a ucho je vnímá proto velmi citlivě.

 Zkreslení přechodové – vzniká u zesilovačů třídy B a AB. Nemá harmonický charakter a protože bývá zpravidla dominantní složkou zkreslení, je na ně ucho velmi citlivé. Popis vzniku uvedu dále. Podobný charakter má, subjektivně vnímáno, i zkreslení při “lehké“ limitaci výstupního signálu.

 Zkreslení tranzientní – vzniká u vícestupňových zesilovačů (což jsou vlastně všechny výkonové zesilovače), svázaných celkovou zpětnou vazbou, když při návrhu zapojení nebyla respektována různá rychlost jednotlivých zesilovacích součástek. Přesný popis vzniku uvedu dále.

 Rychlost přeběhu zesilovače vyjadřuje maximální dosažitelnou změnu velikosti výstupního napětí za danou časovou jednotku. Bývá zpravidla udávána ve voltech za mikrosekundu. Tento údaj vlastně nepřímo vyjadřuje výkonovou šířku pásma zesilovače, případně i fázový posuv na horním konci přenosové charakteristiky. Obecně platí, že čím má zesilovač větší výkon, neboli čím je větší výstupní napětí, tím by měl mít rychlost přeběhu větší.

 Zavedení digitálního záznamu, zvláště pak jeho dosažené odstupy, si vynutilo zvýšenou pozornost na tento parametr i u výkonových zesilovačů. Protože ale nominální citlivosti těchto stupňů nebývají veliké, nečiní dosažení srovnatelného odstupu zpravidla potíže. Při vlastním konstrukčním návrhu jsou nejčastěji problémy s odstupem brumu, ať již indukovaným nebo vzniklým díky zemním smyčkám. Zásady správného návrhu popíšu dále.

 Vstupní impedance výkonových zesilovačů se postupně během let snižovala. Původní velikosti řádu stovek kiloohmů až jednotek megaohmů se ukázaly jako zbytečně velké a přinášející spíše problémy (zesilovač je více citlivý na indukovaný brum a průnik vysokofrekvenčního signálu). Nynější typické hodnoty jsou proto řádu jednotek až desítek kiloohmů (doporučená hodnota IEC je 10 kohm), v některých případech i menší (až 50 ohm). Souvisí to se zkvalitňováním předzesilovacích stupňů, zejména se zavedením monolitických operačních zesilovačů, jejichž výstupní impedance je velmi malá a není proto problém, aby pracovaly do malé zátěže.

 Výstupní impedance moderních zesilovačů je velmi malá, typicky až jednotky miliohmu. Výrobci je někdy uváděna jako faktor tlumení (damping factor), což je vyjádření poměru mezi výstupní a zatěžovací impedancí. Je kmitočtově závislá, směrem k vyšším kmitočtům se zvětšuje.

 Základním druhem provozu zesilovače je třída A, kdy je pracovní bod zvolen tak, aby klidový proud koncového stupně byl roven maximálnímu výstupnímu proudu. Výstupní součástky proto pracují s velkou trvalou ztrátou, účinnost zesilovače je malá, což je ovšem jeho jediná nevýhoda. V tomto pracovním režimu zcela odpadá přechodové zkreslení, výkonové součástky pracují v oblasti velkých proudů, mají proto dobrou linearitu a jejich vlastní zkreslení je proto malé. Napájecí napětí v závislosti na vybuzení nekolísá, budící stupeň může mít stabilizované napájení, což je výhodné z hlediska odstupů a zkreslení. Zesilovače takto řešené jsou ovšem velmi nákladné, neboť musí mít podstatně více dimenzované síťové transformátory a mnohem větší filtrační kapacity ve zdroji. Mnohem rozměrnější (a tím i dražší) musí být i použité chladiče. Tato koncepce zvítězila proto jen u těch opravdu nejdražších přístrojů.

 Mnohem lepší účinnost mají zesilovače pracující ve třídě B, popřípadě AB. Nevýhodou je ovšem vznik přechodového zkreslení, jehož eliminace je velmi obtížným problémem.

 S elegantním řešením, které spojilo výhody třídy A (přechodové zkreslení) a třídy B (účinnost), přišla před asi patnácti lety firma Treshold. Jejich koncepci, nazývanou třída A+, nebo také Stasis, převzaly po zakoupení licence (asi velmi drahé) i firmy Technics a Nakamichi. Princip zapojení (obr. 1) je v podstatě velmi jednoduchý. V zesilovači jsou dva zdroje

napájecího napětí. Velkým napětím je napájen napěťový zesilovač prvního stupně a výkonový zesilovač druhého stupně. Malým napětím je napájen proudový zesilovač (výstupní obvody) prvního stupně. Zdroj malého napětí nemá uzemněný střed, který je místo toho zapojen na výstup druhého výkonového zesilovače. Zesilovač proudu pracuje ve třídě A, nemá proto přechodové zkreslení, ale protože je napájen jen malým napětím, je ztrátový výkon malý. Střed zdroje malého napětí je soufázově se vstupním signálem “posouván“ výstupem druhého výkonového zesilovače, který pracuje v třídě B, jinými slovy, zdroje malého a velkého napětí jsou vlastně zapojeny do série, takže výstupní napětí prvního zesilovače je stejné jako výstupní napětí zesilovače druhého a není limitováno malým napájecím napětím proudového zesilovače. Podmínkou je ovšem zcela přesná fázová charakteristika obou zesilovačů. Výsledkem jejen nepatrně zhoršená účinnost oproti třídě B, nevýhodou je větší složitost zapojení a větší (vlastně dvojnásobné) náklady. Většímu rozšíření (kromě cenových důvodů) pravděpodobně zabránila licenční politika autorské firmy.

 Jinými způsoby řešení eliminací přechodového zkreslení se zabývali především japonské firmy. Principy zpravidla spočívaly v zavedení lokálních zpětných vazeb, kladných, záporných i kombinovaných, měnících klidový proud nesymetricky v obou větvích zesilovače. Problematika je dosti složitá, nebudu se o ní podrobněji rozepisovat (ostatně se ani necítím dostatečně znalým).

 Za nejlepší princip osobně považuji obvodové řešení v angličtině označované jako “error correction“, jehož autor není Japonec, ale Angličan, pan Hawksfort. Jeho články a myšlenky jsou vždy naprosto dokonalé a doporučuji proto se na toto jméno v dostupné literatuře soustředit. Chybová korekce spočívá v použití lokální zpětné vazby, eliminující přechodové zkreslení v samotném místě jeho vzniku, tj. ve výstupním a budícím obvodu. Popisované řešení je natolik účinné, že zmenší toto zkreslení minimálně o jeden řád.

 Požadavek zvětšení hudebního výkonu vedl ke konstrukcím zesilovačů označovaných jako třída G. Princip je odvozen ze statického vyhodnocení přirozeného hudebního signálu, jinými slovy vyhodnocení poměru střední a špičkové úrovně, případně časovým rozložením špičkových úrovní. Vychází se při něm z poznatku, že špičky “ční“ ze signálu poměrně osamoceně a že je proto zbytečné zesilovač dimenzovat na sinusový výkon jejich úrovně, když střední hodnota je mnohem nižší. Zesilovač je proto řešen tak, že jeho koncové tranzistory jsou zapojeny do série a do série jsou zapojeny i napájecí zdroje (v každé větvi). Při malých výstupních úrovních je energie čerpána ze zdroje s nižším napětím a výstupní proud prochází jen spodním tranzistorem. Při vyšším výstupním napětí se otevře i tranzistor horní a energetická špička je čerpána ze zdroje vyššího napětí. Tento zdroj musí mít proto velkou filtrační kapacitu (akumulátor energie), ale vinutí napájecího transformátoru může mít jen malý průřez, neboli velký vnitřní odpor. Prodleva mezi špičkami je dost velká, proto dovolí znovu nabít filtrační kondenzátor. Síťový transformátor může proto být malý a laciný. Při přechodu do sepnutí vyššího napájení vzniká ale bohužel jisté zkreslení, které je podobné zkreslení přechodovému. Není sice tak slyšitelné, neboť je maskováno větší úrovní, ale právě z tohoto důvodu zesilovače řešené popsaným způsobem do vyšší kategorie nepronikly. Ze známých firem používá tento princip například firma Carver, která navíc používá v napájecím zdroji ještě jednu “fintu“, o které se ale zmíním dále.

 Posledním řešením je spínací zesilovač se šířkovou modulací. Princip je myslím dostatečně znám, nebudu jej proto popisovat. Výhodou je vysoká energetická účinnost a ní plynoucí malé rozměry přístrojů, čehož se s výhodou využívá u mobilních ozvučovacích aparatur. Nevýhodou jsou problémy s dostatečným odstíněním vf vyzařování, které tyto přístroje produkují, případně i relativně velké zkreslení na vysokých kmitočtech. Princip bude pravděpodobně v budoucnosti dále rozvíjen, až budou k dispozici výkonové spínače s ještě kratšími spínacími časy.

 Výkonový zesilovač má zpravidla blokové schéma na obr. 2.

Prvním stupněm je vstupní zesilovač, řešený zpravidla jako diferenciální, druhým stupněm je napěťový zesilovač, dalším obvod pro nastavení a stabilizaci klidového proudu koncového stupně.Následuje pojistka pro omezení maximálního výstupního proudu a konečně vlastní zesilovač proudu. Celý zesilovač je pak svázaný napěťovou nebo proudovou zpětnou vazbou.

 Hlavní požadavky na vstupní zesilovač výkonového stupně jsou zhruba následující: dobrá linearita a potlačení soufázové složky, vysoká rychlost, teplotní stabilita. Z běžných zapojení těmto požadavkům nejlépe vyhoví diferenciální zesilovač osazený bipolárními křemíkovými tranzistory s velkým zesilovacím činitelem, o něco méně vhodné jsou tranzistory řízené polem a to ještě jen ty typy s velkou strmostí.

 Linearita diferenciálního zesilovače osazeného moderními křemíkovými tranzistory zpravidla vyhovuje, ale pro opravdu nejvyšší nároky lze tento parametr vhodným zapojením dále vylepšit, jak je velmi podrobně popsáno v [3].

 Pro dobrou rychlost tohoto stupně volíme vhodný pracovní bod neboli spíše větší pracovní proud (řádově jednotky mA). Zvětšuje se tím zpravidla i šum, ale to při dané citlivosti výkonového zesilovače moc nevadí.

 Mnoho moderních výkonových zesilovačů používá tzv. celosymetrické zapojení, tj. zesilovací řetězec není komplementární jen ve výstupní a budící části, ale i v předchozích stupních. Toto řešení má jednu velkou výhodu. Vstupní rozkmitové stupně pracují sice s tranzistory komplementárními a jsou proto z hlediska ss napětí zapojeny v sérii, protože ale pracují v třídě A, z hlediska střídavého signálu pracují paralelně. Použijeme-li proto na patřičných zrcadlových místech součástky se stejnými parametry, bude tímto způsobem velmi dobře potlačeno vzniklé zkreslení, neboť to se sečtením signálu obou větví vyruší.

 Jako vstupní zesilovač je možné použít i dobrý monolitický operační zesilovač. Zdůrazňuji dobrý zesilovač, s vlastním zkreslením řádu tisícin procenta a menším.

 Úkolem napěťového zesilovače je zesílení vstupního napětí na úroveň potřebnou k plnému otevření výkonových tranzistorů. Musí být navržen tak, aby měl dobrou linearitu, vysokou rychlost přeběhu a malou výstupní impedanci. Spolu se vstupním zesilovačem musí mít tento stupeň vysoký zisk naprázdno, případně i velkou šíři přenášeného pásma. Podmínku vysokého zisku naprázdno lze snadno splnit na nízkých kmitočtech. Se zvyšováním kmitočtu ovšem narůstají problémy. Zatěžovací impedance následujícího stupně nemá pouze reálnou složku, ale také velkou složku kapacitní (kapacita přechodů BE, kapacita plošných spojů). Současně se začnou uplatňovat i zpětnovazební (Millerovy) kapacity samotného napěťového zesilovače. Výsledkem je postupný pokles zisku směrem k vyšším kmitočtům; rezerva smyčky záporné zpětné vazby se začne zmenšovat a narůstá proto zkreslení.

 Nesmírně důležitým parametrem kvalitního nf zesilovače je jeho chování v limitaci. Tuto problematiku musíme probrat detailněji., neboť si osobně myslím, že to je jedna z hlavních příčin, proč jsou mezi zesilovači zjistitelné poslechové rozdíly..

 Vycházejme z předpokladu, že každý výkonový zesilovač občas pracuje v limitaci. Co se v té chvíli stane: Zesilovač je sestaven z několika funkčních celků, které mají různý mezní kmitočet. Vstupní a rozkmitové stupně jsou osazeny tranzistory s mezním kmitočtem o jeden až dva řády vyšším než mají tranzistory výkonové. Při limitaci ve vnitřní struktuře zesilovače začne zpravidla nejprve limitovat výkonový stupeň. Protože tím okamžitě ztratí schopnost řízení, zesilovač se začne chovat tak, jako by byla rozpojena zpětná vazba. Zesílení se prudce zvětší, do limitace se dostane i rozkmitový stupeň, jehož bázový přechod je nyní buzen předchozím stupněm do hluboké saturace, do hluboké saturace se proto dostane i výkonový stupeň. V okamžiku, kdy se změní polarita vstupního signálu, jsou bázové přechody všech stupňů přesyceny nosiči nábojů, jejichž rekombinace je ale různě dlouhá, z limitace se nevracejí ve stejný okamžik a nejdelší dobu to trvá právě výkonovému tranzistoru. Tento jev lze částečně potlačit vnitřní kmitočtovou kompenzací rozkmitového stupně a to buď přímo v něm, nebo zavedením zpětné vazby přímo do vstupního zesilovače. Tento způsob není ale nikdy dokonalý a navíc, což je velmi špatné, zmenšuje zisk naprázdno na vysokých kmitočtech, čímž prudce vzrůstá zkreslení. Saturace ve vnitřní struktuře zesilovače se projeví oním typickým “odtržením“ a zákmity při odběhu z limitace. Toto zkreslení nemá harmonický charakter, perioda zákmitu je dána dobou rekombinace a velikostí různých vnitřních kapacit, lidské ucho je na ně proto velmi citlivé. Subjektivně si ani nemusíme uvědomovat, že zesilovač limituje, vždyť “máme k dispozici tak velký výkon a hrajeme tak potichu“, ale opak je pravdou – viz úvod (při velmi malých hlasitostech se uplatní zase přechodové zkreslení, ale o tom až dále).

 Osobně si myslím, že proto se tak líbí elektronkové zesilovače, neboť zde se popsaný jev zdaleka tak neuplatní. Tyto zesilovače pracují s podstatně menším ziskem naprázdno, všechny stupně jsou přibližně stejně rychlé a je jich méně. Polem řízené prvky nemají saturaci, mají proto velmi krátké rozpínací časy. Převodní charakteristika elektronek je v kraji navíc velmi zakřivená, limitace není proto ostrá, ale zakulacená, což má ucho rádo. Také výstupní transformátor nepřenáší dobře vysoké kmitočty, čímž se tento jev dále potlačí.

 Nepochopení problematiky vede nyní různé výrobce k tomu, aby konstruovali zesilovače s malým ziskem naprázdno a z toho plynoucí malou nebo i žádnou celkovou zpětnou vazbou. Protože se od elektronkových zesilovačů jaksi odvodilo obecné povědomí, že “malá vazba = pěkný zvuk“, uvádějí to výrobci i u takto řešených zesilovačů tranzistorových, což i patřičně v reklamě zdůrazňují. Pravda je ovšem ta, že tyto zesilovače mají díky tomu o jeden až dva řády větší základní zkreslení a i další nectnosti, jako například špatnou stejnosměrnou stabilitu.

 Řešení problematiky je po pochopení problému prosté a elegantní. Je totiž nutné zabránit saturaci výstupních tranzistorů, případně potlačit hlubokou saturaci rozkmitového stupně. Saturaci koncového stupně můžeme zabránit dvěma způsoby. Prvním je napájet je vyšším napětím než stupně předchozí, druhým (který je v podstatě jen variantou prvního) zkonstruovat zesilovač tak, aby limitoval dříve stupeň rozkmitový. Snazší a lacinější je druhý způsob. Oba způsoby sice nepatrně zhorší účinnost, ale to prakticky vůbec nevadí.

 Potlačení saturace rozkmitového stupně lze elegantně vyřešit zavedením nelineární zpětné vazby, jak je naznačeno na obr. 3. Při malých úrovních výstupního signálu se dioda v obvodu nijak neuplatní (jen její parazitní kapacita, ale ta je zanedbatelně 

malá). Ve chvíli, kdy se ale kolektorové napětí T3 přiblíží napětí U<_B , dioda se otevře a zesílení se téměř skokově zmenší. Stejnou měrou se zmenší i zesílení celého zesilovače, nedojde proto k saturaci ani následujícího stupně. Výsledkem jsou zcela perfektní průběhy při odběhu, navíc ještě je limitace podobná přístrojům elektronkovým, neboť dioda má v propustné směru charakteristické “koleno“.

 Během let jsem vyzkoušel mnoho variant vstupních a rozkmitových obvodů, nesymetrických i symetrických. Nesymetrická řešení jsem nakonec opustil, neboť při opravdu detailním zkoumání zjistíte, že nemají symetrické náběžné hrany v obou půlperiodách (zesilovač nemá symetrický SR), což je způsobeno různým vlivem zpětnovazební (Millerovy) kapacity při měnícím se kolektorovém proudu rozkmitového stupně.

Nejlepší řešení jsem nakonec nalezl v [4], případně v [5] a [6]. Zapojení z uvedených publikací jsem ještě dále vylepšil o výše zmíněnou nelineární zpětnou vazbu, takže výsledkem je podle mého názoru zcela špičkový vstupní a rozkmitový stupeň.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Základní zapojení ukazuje obr. 4. Pracovní body tohoto stupně vypočteme následovně:

1) zvolíme proud I₀ (např. 2 mA)

U₁ = (I₀/2) * R₁

U₂ = (I₀/2 + I₂) * R₂

ze vztahu U₁ = U₂ plyne:

R₁/R₂ = (I₂ + I₀/2) / (I₀/2) = I₂ + 1

 Antisaturační obvod jsem dále vylepšil přidáním D1 a D2 (na jejich místě je možné použít jedinou LED-červenou). Jejich použitím se posune otevření D3, což dovede funkci tohoto obvodu k naprosté dokonalosti.

 Úkolem výstupního obvodu je výkonové zesílení napětí dodávaného rozkmitovým stupněm. Nároky na tuto část zesilovače jsou značné. Výkonové součástky musí pracovat s velkými proudy i napětím, navíc ve velkém rozsahu teplot. Probereme si nyní podrobněji vlastnosti všech součástek, použitelných na tomto místě.

 Elektronky mají sice jisté výhody (viz předchozí statě), mají ale jednu velikou nevýhodu. Díky relativně malé emisní ploše katody je jejich maximální anodový proud malý, což vede při standardních zatěžovacích impedancích k nutnosti paralelního řazení více systémů nebo k použití výstupního transformátoru. Vyrobit ovšem transformátor velkého výkonu s dobrou přenosovou charakteristikou řádu řádu desítek kilohertz je velmi obtížný problém. Další nevýhodou je neexistence “komplementárního prvku“ a malá účinnost zesilovače jako celku (velké žhavící příkony).

 Bipolární výkonové tranzistory jsou nejčastěji používanými součástkami. Sortiment vyráběných typů je nesmírně široký a neklade proto prakticky žádná omezení, samozřejmě kromě cenových. Špičkové typy mají ztrátový výkon 150 až 250 W, závěrné napětí 200 V i více, povolený kolektorový proud 20 až 30 A a mezní kmitočet až 50 MHz.

 Nevýhodou bipolárních tranzistorů je jejich kladný koeficient kolektorového proudu v závislosti na teplotě při konstantním napětí U_BE.Tuto závislost je nutné při vlastním návrhu respektovat, což vede k použití různých teplotních vazeb, bez nichž je zesilovač většího výkonu zcela jistě autodestrukční (klidový proud se zvětšuje až do samotného zničení tranzistoru). Další nevýhodou je relativně malá bezpečná pracovní oblast (safe operating area – SOAR). Tento parametr uvádějí výrobci u každého konkrétního typu tranzistoru a podle něho lze určit maximální proudové zatížení při určitém napětí U_CE , případně i jeho časové omezení. Z grafu typického výkonového tranzistoru lze vyčíst, že při velkých napětích U_CE je povolený kolektorový proud menší, než by odpovídalo prostému výpočtu odvozenému z katalogové kolektorové ztráty. Proč tomu tak je: vlivem nehomogenity ve vnitřní struktuře se zvětšuje v místech lepší vodivosti proudová hustota. Díky kladnému teplotnímu koeficientu má v těchto místech proces tendenci proběhnout lavinovitě, čímž se tranzistor zničí. Rychlost procesu se zvětšuje se zvyšováním napětí U_CE , případně koreluje s délkou trvání proudového impulsu. Zesilovače středního a většího výkonu, tedy obvody pracující s vyšším napětím, se musí proto navrhovat i s ohledem na tento parametr (volba typu výkonového tranzistoru), jinak řečeno, musíme výkonové tranzistory zdánlivě velmi předimenzovat nebo použít modernější typy s vylepšenou SOAR.

 Další problém vyplývá ze samotné podstaty tranzistoru. Aby obvodem kolektor-emitor protékal proud, musí být v přechodu BE přítomny nosiče náboje. V okamžiku odpojení řídícího napětí BE nosiče náboje rekombinací zaniknou. Tento proces není okamžitý, má jistou časovou prodlevu, která je úměrně delší, je-li přechod saturovám (je-li přítomno více nosičů než odpovídá okamžitému kolektorovému proudu). Ve výkonovém zesilovači se tento jev uplatňuje velmi negativně. Při dvojčinném zapojení protéká proud střídavě z obou větví napájecího zdroje přes výkonové tranzistory do zátěže. V okamžiku průchodu nulou by se měl právě funkční tranzistor uzavřít, díky popsanému jevu ale zůstává ještě pootevřený a protože se začíná otevírat tranzistor opačné větve, proud neprotéká jen do zátěže, ale i do druhé větve napájecího zdroje (tzv. příčný proud). Zdroj je více zatěžován než odpovídá odevzdanému výkonu zátěži, tento rozdíl se musí rozptýlit ve výkonových tranzistorech, neboli klesá účinnost zesilovače. Na nízkých kmitočtech řádu jednotek kilohertzů se jev příliš neuplatní, ale již od asi 10 kHz je jasně patrný. Při buzení zesilovače signálem o velmi strmých náběžných hranách nebo při buzení do silné limitace (nemá-li zesilovač antisaturační obvod), kdy může být rekombinační čas delší než náběžná čí sestupná hrana impulsu, může příčný proud způsobit i zničení zesilovače.

 Nejmodernějšími součástkami používanými ve výkonových zesilovačích jsou tranzistory řízené polem. Jejich vlastnosti jsou v mnoha ohledech výhodné, ale protože se stále znovu a znovu v různých publikacích dočítám spoustu “pověr“, vyplývajících zpravidla z autorovi nezkušenosti, pokusím se jejich parametry popsat podrobněji.

 Hlavní předností těchto součástek je vysoká vstupní impedance řídící elektrody. Tato vlastnost, vyplývající ze samotné funkce a výrobní technologie, platí ovšem jen pro statická měření, případně pro nízké kmitočty. Jejich vstupní impedance nemá ale jen složku reálnou, ale i poměrně velkou složku kapacitní. Interní struktura výkonového tranzistoru MOSFET obsahuje obrovské množství paralelně spojených malých tranzistorů. Po sečtení vstupních kapacit je typická celková kapacita GS stowattového latelárního tranzistoru vodivosti N asi 600 pF a asi 1000 pF u vodivosti P, neboť tyto typy potřebují na dosažení přibližně stejných parametrů větší plochu vlastního čipu. Modernější tranzistory vyráběné technologií HEXFET mají vstupní kapacity ještě větší, přibližně dvoj až trojnásobně (při stejné ztrátě P_D). Řídící plochy všech “minitranzistorů“ jsou spojeny napařenými vodivými cestami, jejichž tloušťka je ale velmi malá a vlastní odpor je proto relativně velký. U “klasických“ tranzistorů, jistě všem dobře známých, typu 2SK134/2SJ49 (Hitachi), je například tento odpor asi 60 Ohm, u modernějších typů, vyráběných jinou technologií (BUZ, KUN, IRF aj.), je to asi 20 Ohm. Tento odpor spolu se vstupní kapacitou GS rozhodující měrou určují spínací a rozpínací časy těchto tranzistorů.

 Chceme-li proto úplně využít rychlosti těchto součástek, musí být budící stupeň schopen dodat poměrně velký proud. Uvedeme si jednoduchý příklad: Chceme nabít kondenzátor 1000 pF (přibližný ekvivalent VMOS s P kanálem) na napětí 30 V (což je špičková velikost výstupního napětí zesilovače 60 W na zátěži 8 Ohm) při kmitočtu 40 kHz.

Potřebujeme proud: