Žádná zesilovací součástka se nechová ideálně.
Převodní charakteristika IVÝSTUP/UVSTUP
není nikdy lineární. Nelinearita je obzvláště velká v začátku převodní
charakteristiky a to u všech druhů součástek. U dvojčinného koncového stupně,
pracujícího v třídě B, se tento jev projeví jako tzv. přechodové zkreslení.
Přechází-li zesilovací součástka z otevřeného stavu do uzavřeného, sníží se
vodivost ještě dříve, než výstupní napětí
prochází nulou. Zpětná vazba se snaží tento stav eliminovat a stejnou měrou
začne zvyšovat řídící napětí. Protože ale v tomto okamžiku zesilovač pracuje v
oblasti největšího SR (
U / t), musí
smyčka zpětné vazby reagovat velmi rychle, což snadno zvládne na nízkých kmitočtech,
ale podstatně hůře na kmitočtech vysokých. Při velmi malých proudech navíc klesá mezní
kmitočet tranzistoru a více se uplatňuje zpětnovazební kapacita CB, čímž se
popsaný jev ještě zvýrazní.
Přechodové zkreslení se proto potlačuje zvolením vhodného klidového proudu, jehož velikost volíme tak, aby součástka pracovala v lineárnější části charakteristiky (třída AB). Jeho velikost je zpravidla několik desítek mA u tranzistorů bipolárních, až několik stovek mA u tranzistorů řízených polem. Někteří výrobci volí tento proud ještě podstatně větší, i když ne tak velký, jak by odpovídalo čisté třídě A (např. zesilovače známé firmy Mark Levinson). U nich je jeho velikost zvolena tak, aby výkonové tranzistory pracovaly v nejlineárnější části charakteristiky, kde mají současně i nejlepší dynamické parametry.
Protože výstupní součástky pracují ve velkém rozsahu teplot, uplatní se v třídě AB velmi znatelně teplotní závislost klidového proudu ICE a IDS . V zesilovači proto musíme zavést vhodnou teplotní vazbu do obvodu, který tento proud řídí. Konkrétní řešení závisí na vlastním zapojení a použitých součástkách, případně na mechanickém provedení přístroje. Nelze je proto přesně specifikovat, záleží spíše na zkušenosti konstruktéra.
Paralelní a sériové řazení výstupních součástek
Paralelní řazení použijeme tehdy, chceme-li dosáhnout výkonů větších než asi 100 W, nebo chceme-li zvětšit spolehlivost zesilovače (viz SOAR). Použité součástky musíme vždy vybírat, jejich převodní charakteristika UVSTUP/IVÝSTUP by měla být co nejpodobnější, aby proudové a výkonové zatížení bylo stejnoměrně rozloženo.
Velmi snadno lze vybírat tranzistory řízené polem. Jejich převodní charakteristika má skoro přesný kvadratický průběh, zvýšení vstupního napětí na dvojnásobek zvětší výstupní proud na čtyřnásobek. Samozřejmě to neplatí na začátku charakteristiky, kdy je závislost odlišná. U výkonových tranzistorů řízených polem začíná kvadratická závislost již od několika desítek mA proudu IDS , stačí proto tranzistory vybrat podle napětí UGS při IDS=100 mA. Měřit můžeme staticky, jak ukazuje obr. 5.
Všechny elektrody musíme zablokovat kondenzátory, neboť součástka je velmi náchylná k oscilacím (obzvláště typy N). Měřit při větších IDS musíme ovšem na charakteroskopu, protože v tomto případě se uplatní teplotní závislost IDS . Při statickém měření se tranzistor ohřívá a měření není přesné. Jak jsem ale uvedl, je to celkem zbytečné, což mám ověřeno měřením několika desítek tranzistorů 2SK/2SJ. Malé tolerance v konkrétní aplikaci dále vyrovnává záporný teplotní koeficient proudu IDS. Ještě jedna praktická poznámka: Starší typy by měly být vybrány v toleranci maximálně 100 mV UGS při IDS 100 mA, novější typy, které mají větší strmost, v toleranci 50 mV při stejném proudu. Máme-li k dispozici alespoň 10 kusů, nečiní výběr problém, neboť výrobní technologie je zřejmě velmi dobrá a napětí UGS kolísá od 0,7 do 1,1 V staticky rozloženo kolem Gaussovy křivky (tranzistory 2SK134).
Obtížněji se vybírají bipolární tranzistory,
neboť jejich strmost (UBE
/ ICE ) je podstatně větší. Vybírání podle proudové ho
zesilovacího činitele nelze použít, protože v typickém zapojení výkonového
zesilovače jsou zapojeny jako emitorové sledovače a jsou tedy řízeny napěťově,
ne proudově (na proudovém zesilovacím činiteli teoreticky tedy nezáleží).
Jediné, co by mělo být v tomto případě dodrženo, je přibližně stejný klidový
proud všech paralelních tranzistorů, výběr proto spočívá v co nejmenší toleranci UBE
při proudu ICE asi 50 mA, tedy
takovém, jaký bude v praktické aplikaci.
Vyvážení proudů při proudech větších se provádí zmenšením strmosti tranzistorů pomocí záporné zpětné vazby, tvořené malým emitorovým odporem. Velikost tohoto odporu volíme jako kompromis mezi dobrým rozdělením proudů v jednotlivých tranzistorech (čím větší R, tím lépe) a celkovou účinností zesilovače (čím menší R, tím lépe). Typická velikost kolísá mezi 0,1 ohm až do asi 0,5 ohm. Úbytek napětí na tomto odporu se přičítá k saturačnímu úbytku UCE , ale dá se říci, že dobrý bipolární tranzistor i s takovýmto relativně velkým vyrovnávacím (balastním) odporem má přesto stále lepší účinnost než průměrný FET. Ještě kritičtější je ovšem problém výběru tranzistorů v Darlingtonově zapojení.
Sériové řazení
Potřebujeme-li zesilovač většího výkonu nebo máme-li větší zatěžovací impedanci, potřebujeme zesilovač napájet vyšším napětím. Nemáme-li k dispozici tranzistory s dostatečně velkým závěrným napětím, můžeme použít zapojení sériové. Jediná teoretická nevýhoda této koncepce je součet saturačních napětí UCE, ale to prakticky vůbec nevadí, protože tranzistory s nižším závěrným napětím mají zpravidla velké povolené kolektorové proudy a saturační napětí malá. Velikou výhodou je posuv pracovních podmínek do nižších oblastí SOAR, jinými slovy zvětší se zpravidla spolehlivost přístroje. Typické zapojení ukazuje obr. 6.
Dělič napětí volíme tak, aby napětí U1 bylo:
U1 = U / 2 + 2 UBE.
Poměr R2 a R3 volíme tak, aby střídavé napětí na T3 a T4 bylo stejné. Pro větší výstupní výkony můžeme ještě výkonové tranzistory zapojit také paralelně, pak ovšem platí stejné zásady, jako při prostém paralelním řazení (vyrovnávací odpory).
Poslechovými testy se během let zjistilo, že příznivější hodnocení mají přístroje schopné dodat podstatně větší výstupní proud, než jaký by odpovídal výpočtu z napájecího napětí a jmenovité zátěže. Příčin tohoto jevu je několik:
První z nich je časté nedodržení jmenovité impedance reproduktorové soustavy mnoha výrobci. Špatně navržená výhybka může způsobit pokles impedance na některém kmitočtu, což může při hudebním signálu iniciovat proudovou pojistku zesilovače, který přejde krátkodobě do ostré limitace, uchem velmi dobře rozeznatelné. Při měření na jmenovité impedanci nezjistíte žádnou chybu, ve spojení s takovou soustavou se ovšem zesilovač “nelíbí“, aniž si ovšem uvědomíme, co je toho příčinou. V této souvislosti nutno ovšem poznamenat, že nedodržování jmenovité impedance nebo uvádění větší než je skutečná, je oblíbená praxe hlavně méně solidních výrobců. Nejčastěji takto šidí zákazníky výrobci “muzikantských“ reproduktorů, protože tímto způsobem se zdánlivě zvětší citlivost reproduktoru. Uvede-li například výrobce jmenovitou impedanci 8 ohm, zatímco skutečná je 6 ohm, pak při povrchním měření, kdy měříme akustický tlak při příkonu 1 W, spolehneme se na údaj výrobce a na reproduktor přivedeme odpovídající střídavé napětí, naměříme potom větší akustický tlak, neboť příkon je ve skutečnost větší. Důsledkem tohoto podvodu může být i zničení reproduktoru. Uvádí-li například výrobce maximální příkon 200 W/ 8 ohm a uživatel použije zesilovač tohoto výkonu, pak v případě nižší impedance, kdy je zesilovač zpravidla schopen dodat větší výkon, se začnou přetěžovat reproduktory a tím se podstatně zkrátí jejich životnost.
Druhým problémem, a myslím si, že velmi podstatným, je komplexní charakter zátěže. Žádná skutečná zátěž nemá totiž pouze reálný charakter, ale i složku kapacitní a indukční (kapacita přívodních vodičů, jejich indukčnost, impedance výhybky hlavně v oblasti dělících kmitočtů). Potřeba výstupního proudu je jasně patrná na příkladu kapacitní zátěže v sérii se zátěží reálnou (obr. 7). S1 a S2 představují výstupní výkonové tranzistory, které střídavě spínají napětí zdroje do zátěže. Nebude-li v obvodu zapojen kondenzátor, bude velikost výstupního proudu dána vztahem :
± IVÝST = ± U / (RVÝST + R2).
Při zapojení kondenzátoru je výstupní proud:
± IVÝST = (+U + | -U |) / (RVÝST + R2),
nebo-li přesně dvojnásobný! I když v praxi se tento případ nikdy nestane, je často zřejmé, že zesilovač musí být schopen dodat minimálně dvojnásobný proud než jaký odpovídá jmenovité zátěži, případně, že na tento proud by měla být navržena proudová pojistka. Tato úvaha, spolu s kalkulací použití nejmenovitých zatěžovacích impedancí vedla výrobce špičkových přístrojů k použití velkého, na první pohled nesmyslného počtu výstupních tranzistorů.
Z hlediska výstupního signálu se zesilovač na vysokých kmitočtech chová jako indukčnost, výstupní proud se zpožďuje za vstupním napětím. Bude-li mít zátěž kapacitní charakter, může se výstup chovat jako sériový resonanční obvod a zesilovač se rozkmitá. Z tohoto důvodu musíme zátěž od výstupu oddělit tlumivkou s malou indukčností s paralelním rezistorem, která zmenší “Q“ resonančního obvodu pod kritickou mez.
Ze stejného důvodu musíme zpravidla před i za tlumivku ještě zařadit sériové členy RC (známé “Boucheroty“). Jakost tlumivky musí být co nejlepší (musí mít malý ss odpor), aby se nezvětšovala výstupní impedance zesilovače na nízkých kmitočtech. Tlumivka musí být proto zhotovena z co nejtlustšího drátu a musí být vzduchová, neboť jakékoliv jádro (jak železné, tak feritové) se velkými proudy přesytí a tlumivka je pak zdrojem zkreslení, mnohdy většího než je zkreslení samotného zesilovače.
Poslední dobou je věnována velká pozornost odolnosti zesilovače na průnik vf signálu. Výstupní impedance zesilovače je velmi malá na nízkých kmitočtech. Představíme-li si ovšem výstupní obvody tak, jako by v sérii s výkonovými tranzistory byly zapojeny indukčnosti, je patrné, že vf signál má přístup i do smyčky zpětné vazby. Přívody k reproduktorovým soustavám tvoří vlastně potencionální anténu (zvláště u PA systémů, kde mohou být i několik desítek metrů dlouhé). I když je “vnucený“ vf signál velmi malý, může v interní struktuře způsobit různé intermodulace, které se mohou projevit zvětšeným zkreslením nf signálu.
Výstupní filtr RLC, představující pro vf signály značný útlumový článek, může proto tento jev účinně potlačit (vhodné je samozřejmě výstupní tlumivku umístit co nejblíže reproduktorovým zdířkám).
Ještě větší pozornost musíme věnovat i průniku vf signálu do vstupu, kam musíme proto zařadit odpovídající filtr RLC nebo RC. Mezní kmitočet tohoto filtru volíme ovšem ještě podle jednoho kritéria. Jak jsem již popisoval, dochází při buzení zesilovače vysokým kmitočtem ke vzniku příčného proudu a ani rychlost přeběhu není nekonečná, takže při vysokých kmitočtech a velkých výstupních úrovních nastává proudová limitace výstupního obvodu. Aby tento jev nevznikal, nesmí být strmost vstupního signálu, který odpovídá plnému výstupnímu napětí, větší, než je zesilovač schopen zpracovat. Jinými slovy, kmitočtová charakteristika zesilovače jako celku musí být stejná při všech výstupních úrovních. To, že někteří výrobci uvádějí kmitočtovou charakteristiku při výkonu asi 1 W, která je zpravidla širší než výkonová šířka pásma (oblast plného výkonu), je evidentní chyba. Takový zesilovač se nebude chovat dobře, jeho zkreslení SID (Slewing Induced Distortion – zkreslení vnucenou rychlostí přeběhu), jak se toto zkreslení nazývá, bude veliké. Volba vstupního filtru je jednoduchá. Změříme kmitočtovou charakteristiku, při které je zesilovač schopen dodat plný výkon bez znatelného zkreslení. Ta sahá u dobře navrženého zesilovače zpravidla do několika set kilohertzů, mezní kmitočet filtru ale zvolíme poněkud nižší (nesmíme zapomenout ani na Rg předpokládaného zdroje signálu).
Při zkratu na výstupu na výstupu, při nedodržení zatěžovací impedance a při komplexní zátěži se mohou přetížit výstupní obvody. Každý zesilovač musí proto obsahovat ochranný obvod. Jeho návrh, který by splňoval podmínku správné funkce ve všech režimech, je ovšem velmi obtížný.
Nejmenší problémy z jištěním jsou u elektronkových zesilovačů. Elektronky mají v důsledku své konstrukce limitovaný výstupní proud. Nebezpečné je pouze překročení povolené anodové ztráty při déletrvajícím zkratu, proto stačí pouze zapojit do přívodu napájení tavnou pojistku, jiné ochranné obvody se, pokud vím, v elektronkových zesilovačích nepoužívají.
Snadno lze proudovou pojistku vyřešit u tranzistorů FET, ale jen u typů s relativně velkým RDSON. Při znalosti typické velikosti řídícího napětí UGS pro maximální IDS lze výstupní napětí omezit patřičnou Zenerovou diodou.
Zde ještě malé odbočení. Výkonové tranzistory VMOS mají typické maximální napětí UGS asi ± 14 V (typy 2SK134/2SJ49) nebo ± 20 V u novějších typů. Toto napětí se nesmí za žádných okolností překročit, neboť izolační vrstva hradla je velmi tenká, snadno se vyšším napětím prorazí a tranzistor se zničí. Zenerova dioda není na čipu zpravidla integrována, protože díky svému, byť malému svodovému proudu zmenšuje vstupní odpor a v aplikacích, kde řídící napětí nemůže překročit povolenou mez, je zbytečná.
Při použití ve výkonovém zesilovači je situace ovšem odlišná. Řídící napětí (měřeno proti zemi) může mít až velikost napětí napájecího. V okamžiku zkratu výstupu na zemní potenciál řídící napětí (v případě, kdy není nijak omezeno) zcela spolehlivě překročí povolenou mez. Většina výrobců si je toho samozřejmě vědoma a zapojení Zenerovou diodu obsahuje.
Díky zápornému teplotnímu koeficientu a relativně velké ploše čipu je impulsní zatížitelnost těchto součástek značná. Typická velikost špičkového proudu, zaručená výrobcem, je zpravidla čtyřnásobkem proudu jmenovitého. Je zajímavé, že firma Hitachi u svých tranzistorů impulsní proud neuvádí (alespoň mě se nepodařilo tento údaj nikde nalézt), lze se ale dočíst, že například 100 W tranzistor 2SK134 má impulsní ztrátu 400 W nebo že tento tranzistor bez destrukce “snese“ (samozřejmě opět jen impulsně) teplotu čipu až 300 stupňů Celsia.
Starší typy tranzistorů jsou díky těmto vlastnostem, plus díky relativně velkému RDSON, který omezuje výstupní proud, poměrně odolné k nešetrnému zacházení, proto jim postačí k ochraně jen zmínění Zenerova dioda. Novější typy s malým RDSON by ovšem měly být navíc vybaveny ochranným obvodem, pracujícím stejně jako při použití bipolárních tranzistorů.
Bipolární tranzistory, vzhledem ke svému poměrně malému saturačnímu napětí a velké strmosti, nutně vyžadují zařazení obvodu, který způsobí proudovou limitaci, obzvláště jsou-li buzeny ze zdroje napětí. Problematika návrhu takového obvodu je ovšem velmi složitá a pokud je mi známo, není dodnes do detailu vyřešena.
Uvažujeme-li pouze reálnou zátěž, je návrh jasný a snadný. Obvod je zpravidla konstruován tak, že v sérii se zátěží je zařazen malý rezistor, úbytek napětí na něm vyhodnocuje patřičný obvod, který od jisté velikosti úbytku způsobí omezení budícího napětí. Podmínkou správné činnosti je, aby vyhodnocovací obvod měl hysterezi, aby se nerozkmitával při náběhu a odběhu z funkce.
Při reálné zátěži, kdy je výstupní napětí i proud ve fázi, je funkce obvodu jasná. Při komplexní zátěži, kdy mezi nimi vzniká fázový posuv, je odvození funkce pojistky z výstupního proudu nedostatečné. Pojistka by v tomto případě měla vyhodnocovat nejen výstupní proud, ale i výstupní napětí, případně i jejich fázový posuv, což je problematika velmi složitá, která by vyžadovala samostatný článek. K tomu se ovšem necítím dostatečně fundován. Velmi slušný rozbor problému najdete v [8]. Jak se zdá, výrobci, spíše než aby tento problém řešili do detailu, předimenzují výstupní obvod, což je ale pochopitelné, neboť kritérií pro návrh je více a stoprocentní funkčnost za všech okolností ani není možné vyřešit.
Každý výkonový zesilovač má v interní struktuře několik (pravidla záporných) zpětných vazeb. Jejich úkolem je zlepšení dílčích vlastností jednotlivých stupňů, byť třeba na úkor celkového zesílení naprázdno. Dřívější návrhy postupovaly tak, že hlavním kritériem bylo právě zesílení naprázdno a předpokládalo se, že o to více pak parametry zlepší celková zpětná vazba. Tato koncepce se ukázala chybná. Takto navržené zesilovače se poslechově “nelíbily“, neboť o to hůře se chovaly v případném nelineárním režimu (viz vznik tranzientního zkreslení).
Optimalizace návrhu vyžaduje slušné konstruktérské a obvodářské znalosti, velmi dobré přístrojové vybavení, nebudu je proto detailněji popisovat. Velmi dobrý rozbor této problematiky najdete v [9], [10]. Pro ilustraci po jakých detailech lze při návrhu jít, uvedu příklad volby zpětnovazebního rezistoru. Při měření zkreslení se u špičkových přístrojů (se zkreslením pod 0,01%) zjistilo, že některé vykazovaly zvětšení zkreslení pod kmitočtem asi 100 Hz, ačkoliv se zde rezerva zesílení naprázdno nikterak nezmenšuje. Příčina byla prostá, bylo to pouhé výkonové dimenzování zpětnovazebního rezistoru. Ačkoliv byl dimenzován tak, aby jeho ztráta nebyla překročena ani při maximálním výstupním napětí, jeho malá tepelná setrvačnost a s ní spojené nepatrné změny jmenovitého odporu, stačily způsobit změny zesílení i během jedné půlperiody, tedy nelinearitu (zkreslení). Z uvedeného příkladu vyplývá, že je nutné tento rezistor několikanásobně výkonově předimenzovat (oproti vypočtené zatížitelnosti).
Musím se ještě zmínit o jednom druhu zpětné vazby. Ve výkonovém zesilovači je prakticky skoro nemožné dokonale tepelně svázat tranzistory vstupního obvodu, případně je vybrat tak, aby jejich zesilovací činitel byl naprosto stejný. Výsledkem je napěťový posuv výstupního ss napětí, který se s teplotou mění. Není sice nijak velký, protože ze ss hlediska je zpětná vazba stoprocentní, existuje nicméně zapojení, které i tento malý nedostatek napraví.
Princip spočívá v použití monolitického
operačního zesilovače, který má zpravidla velmi malý výstupní posuv, do ss
smyčky záporné zpětné vazby výkonového zesilovače. Operační zesilovač je zapojen
jako integrátor s velmi nízkým mezním kmitočtem (řádově jednotky Hz i méně),
který proto vyhodnocuje prakticky jen ss napětí na výstupu zesilovače a svým
výstupem řídí některý ze vstupů řízeného zesilovače. Protože zesilovač může
teoreticky pracovat jako neinvertující i
invertující a stejně tak i integrátor, nabízejí se ovšem čtyři varianty
zapojení, obr. 8a až d.
 |
 |
 |
 |
Nejčastěji se používá zapojení podle obr. 8b. Dolní mezní kmitočet zesilovače je dán mezním kmitočtem integrátoru, který vypočteme ze vztahu:
fd = 1 / (2¶ * R1*C1),
přičemž musí platit R1C1 = R2C2.
Pro dostatečně nízké kmitočty a současně a současně přijatelné rozměry kondenzátorů, vychází odpor řádově jednotky MOhmy . Z tohoto důvodu musíme na místě integrátoru použít OZ velmi velkým vstupním odporem, tedy zpravidla takový, který má ve vstupním obvodu tranzistory řízené polem.
Symetrický vstup
Symetrické vstupy a výstupy se používají v profesionální zvukařské praxi (a obecně ve sdělovací a spojové technice) již řadu let. Po zavedení digitálního záznamu začíná pronikat tento způsob propojení i do přístrojů pro domácí použití. Kromě větší složitosti, a z ní plynoucích větších nákladů, má tento způsob dvě veliké výhody.
První z nich je podstatně větší odolnost proto pronikání rušivého pole do vstupu zesilovače. Umístíme-li dva souběžné vodiče do homogenního rušivého pole, bude se do nich indukovat rušivé napětí stejné velikosti a fáze. Po přivedení tohoto napětí na dva vstupy zesilovače, z nichž jeden fázi neotáčí a druhý ano, bude toto napětí (v případě, kdy mají tyto vstupy absolutně stejné zesílení a stejnou fázovou charakteristiku) po sečtení v následujícím stupni zcela potlačeno. Přenášený signál bude zesílen, neboť má v obu vodičích opačnou fázi.
Druhou výhodou je možnost galvanického oddělení zemního potenciálu spojovaných přístrojů. Protože obecně platí, že zemní potenciál dvou přístrojů není nikdy dokonale stejný,, prochází při normálním propojení zemním vodičem vyrovnávací proud. Pracovní zem přístroje nemá nulový odpor, průchodem vyrovnávacího proudu je zemní potenciál vstupního obvodu návazného přístroje modulován (nejedná se totiž jen o ss proud, ale i o “zbytky“ síťového kmitočtu a jejich násobky, což způsobí, že se brum přenese i na vstup a je pak dále náležitě zesílen. Problematika je ještě složitější i přístrojů první bezpečnostní třídy, které mají kostru a zpravidla i pracovní zem připojenou na ochranný vodič. Připojíme-li dva takovéto přístroje, vytvoří se smyčka, do které se indukují rozptylová pole transformátorů a silových rozvodů. Problematika propojování a zemnění je dobře popsána v [11].
Optimálním řešením je proto použití vazebního transformátoru, neboť ten všechny uvedené problémy řeší beze zbytku. Vyrobit ovšem transformátor, který má přenášet kmitočty od 20 do asi 100 kHz (při dostatečné vstupní impedanci), je velmi obtížné a je proto velmi drahý.
Druhou možností je použití symetrického (“přístrojového“) zesilovače, jehož nejčastější zapojení ukazuje obr. 9.
Při pečlivém návrhu a použití přesných součástek je toto řešení symetrického vstupu skoro stejně dobré ( z hlediska zemních smyček) jako oddělovací transformátor. V některých ohledech je i lepší (šířka pásma, vstupní impedance).
Indikace velikosti nějaké veličiny má smysl pouze tehdy, je-li mám naměřený údaj k něčemu dobrý. V této souvislosti mě osobně jakékoliv “měření“ výstupního výkonu zesilovače připadá nesmyslné, neboť z celé dynamické škály mě zajímá pouze ten bod, kdy se výstupní napětí dostane do limitace. Protože člověk je ale tvor hravý, kterému se líbí věci blýskavé i barevné, výrobci komerčních přístrojů vybavují často i zesilovače různými pseudoukazateli výstupního výkonu, zpravidla velmi ošizenými. Ošizenými proto, že v naprosté většině ukazují jen výstupní napětí zesilovače. Jsou kalibrovány zpravidla jen pro reálnou zátěž a jmenovitou (zpravidla větší) zatěžovací impedanci, měli by se proto spíše nazývat indikátory vybuzení. Mají snad pouze jakési opodstatnění u PA systémů, kde bývá zesilovačů více a indikátor slouží pro srovnání vzájemných citlivostí (jsou-li použity různé zesilovače).
Výrobci špičkových přístrojů, sloužících především znalcům, většinou ukazatele výstupního výkonu nepoužívají. Je-li zesilovač nějakým vybaven, pak pouze indikátorem limitace. Limitaci, nebo-li stav, kdy se špičkové výstupní napětí blíží napětí napájecímu, lze indikovat velmi snadno. Nejlepší je ten způsob, kdy se výstupní napětí a napětí napájecí přivede na vstupy komparátoru (samozřejmě přes dělič napětí). Po logickém sečtení výstupních napětí dvou takových komparátorů, z nichž každý hlídá jednu polaritu napětí, a po následném prodloužení impulsu (velká setrvačnost oka) monostabilním klopným obvodem získáme při použití rychlých komparátorů precizní indikátor limitace, schopný “zachytit“ i velmi krátké špičky.
Prorazí-li se výstupní tranzistor, objeví se na výstupu plné napájecí napětí. Reproduktorem protéká ss proud, který zpravidla (leště dříve než se přepálí tavná pojistka v přívodu napájení) reproduktor spolehlivě zničí. V každém zesilovači se musí s touto možností počítat, musí proto obsahovat obvod, který zátěž v tomto případě okamžitě odpojí. Nejprimitivnější, nicméně funkčně zcela dostačující řešení ukazuje obr. 10. Jediným nedostatkem je to, že obvod lze použít jen u zesilovačů s větším výkonem, které mají napájecí napětí větší, než je zapalovací napětí použitého diaku.
Lepší řešení je použití výstupního relé. Řídící obvod relé může mít, kromě ochrany před ss napětím, ještě další funkce. Při zapnutí přístroje, kdy se ustalují pracovní body, může například zesilovač kmitat nebo mít na výstupu ss napětí, což jsou ony známé rázy v reproduktoru u zesilovačů mizerných kvalit. Řídící obvod musí proto ještě pracovat tak, že zátěž připojí až chvíli po zapnutí a okamžitě odpojí při vypnutí (ještě dříve než se stačí vybít filtrační kondenzátor). Do funkce ochranného obvodu můžeme zahrnout i tepelnou pojistku, hlídající teplotu chladičů.
V okamžiku zapnutí vznikne (vlivem magnetizačního proudu transformátoru a nenabitého filtračního kondenzátoru zdroje) velký impulsní odběr, který je tím větší, čím více se průběh síťového napětí v okamžiku zapnutí blíží 90 nebo 270 stupňům periody. U zesilovačů většího výkonu (asi od 200 W na kanál), jejichž síťový transformátor a filtrační kapacity jsou již značně velké, může být proudový náraz tak silný, že způsobí výpadek běžného 10 A jističe v síťovém rozvodu. Vnitřní odpor velkého transformátoru takovýchto zesilovačů je tak malý, že jeho zkratový příkon může dosáhnout několik kW, jinými slovy nabíjecí proudy filtračního kondenzátoru dosahují desítek ampérů. Tento proud je zpravidla větší než maximální proud povolený výrobcem, což vede ke značnému snížení životnosti kondenzátorů, neboť se časem přepálí vnitřní přívod k elektrodám.
Z popsaných důvodů je bezpodmínečně nutné zesilovač většího výkonu vybavit obvodem, který proudový náraz zmenší. Často se proto používá předřadný odpor na primární straně transformátoru, který je po chvíli zkratován, zpravidla pomocí relé. Velikost odporu je kompromisem mezi velikostí proudového nárazu (čím větší R, tím menší I) a velikostí druhého proudového nárazu, který vznikne zkratováním (čím menší R, tím menší I). Výhodou tohoto řešení je jednoduchost a cena, nevýhodou onen druhý proudový náraz.
Druhý způsob spočívá v použití fázově řízeného triaku, který je postupně otevírán v rozsahu 0 až 90° , případně 180 až 270° periody. Po úplném náběhu je pak zkratován pomocí relé, aby nezpůsoboval rušení. Výhodou je naprosto plynulý náběh s minimálním proudovým rázem, nevýhodou větší složitost a cena obvodu.
[1] Tanaka, S. : “New Biasing Circuit for Class B Operation”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 148-152
[2] Hawksford, M. J. :”Distortion Correction in Audio Power Amplifiers”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 28-30
[3] Hawksford, M. J. :”Distortion Correction Circuits for Audio Amplifiers”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 503-510
[4] Borbely, E. : “A 60 W Mosfet Power Amplifier”
The Audio Amateur, 2/1982
[5] Borbely, E. : “Third – Generation Mosfets: The Servo 100”
The Audio Amateur, 1/1984
[6] Borbely, E. : “Third – Generation Mosfets: DC-100”
The Audio Amateur, 2/1984
[7] Alexandr, M. : “A Current – Feedback Audio Power Amplifier”
An Audio Engineering Society Preprint: Presented at the Convention 1990 March 13-16, Montreux
[8] Holman, T. : “New Factors in Power Amplifier Design”
Journal of Audio Engineering Society, 1981, str. 517-522
[9] Borbely, M. : “High Power Hhigh Quality Amplifier, Using Mosfets”
Wireless World, 3/1983, str. 69-75
[10] Cordell, A. R. : “MOSFET Power Amplifier with Error Correction”
Journal of Audio Engineering Society, 1984, str. 32
[11] AR B 6/84, 1/85